做电源这些年Vf和Trr这两个参数几乎每天都在碰但我发现一个很普遍的现状很多工程师能熟练跑双脉冲测试却说不清体二极管反向恢复波形上哪一段是ta、哪一段是tb更不知道dI/dt一变IRM和Qrr会怎么跟着变。等到板子打样回来效率差一到两个点、EMI过不了才回头怀疑体二极管参数那时候成本就高了。这篇文章我想了很久才动笔。体二极管就是MOSFET内部天然存在的那个PN结Vf是它的正向压降Trr是它的反向恢复时间。在同步整流、半桥、全桥、LLC这类拓扑里体二极管的行为直接决定死区损耗、开关损耗、EMI烈度甚至影响整机可靠性。很多基础教程会把体二极管当成一个寄生缺陷简单带过但真正做过设计的都清楚——你要是不亲手把这俩参数测一遍datasheet上的曲线永远只是别人的试验条件。这篇文章我从半导体物理讲起把Vf和Trr的物理来源、测量原理先讲透然后分别给出Vf和Trr的完整测量实操选什么仪器、搭什么电路、怎么接线、怎么读波形、怎么算参数、有哪些坑。内容既有适合新手的原理铺垫也有给老工程师参考的工程细节。可以肯定地说这两项技能掌握之后你对MOS管的认识会上一个台阶。1. 先说清楚体二极管Vf和Trr是什么为什么值得亲手测1.1 体二极管是结构注定的不是工艺缺陷MOSFET的体二极管是结构自带的。以N沟道MOSFET为例芯片内部是N源区、P型体区、N-漂移区、N衬底从上往下的四层结构漏极在衬底底部。P型体区和N-漂移区之间天然形成一个PN结这个PN结就是体二极管的雏形。由于生产时P型体区通过金属直接短接到源极所以这个PN结最终呈现为阴极在漏极、阳极在源极的二极管也就是你电路里看到的S到D方向导通的寄生元件。这个二极管不是工艺缺陷也去不掉除非你把MOSFET结构整个推翻。SiC MOSFET、GaN HEMT同样有类似问题只是物理参数不同。所以对待体二极管的正确姿势就是测清楚它、用好它、防好它的副作用。也正因为体二极管和源极短接你在测它的时候本质上就是在测一个漏源之间的PN结这就决定了测量方式不能像测独立二极管那样随便——回路电感、电流探头方向、栅极状态这些细节都会直接影响结果。1.2 Vf决定死区损耗Trr决定开关损耗和EMI为什么这两个参数重要拿最典型的同步整流Buck电路举例。高低管切换的换流过程中必须先留一段死区时间防止直通而死区期间电感电流没有通路只能走低侧MOS管的体二极管续流。体二极管正向压降Vf越大死区损耗就越高。算一笔账负载10A、Vf0.85V、死区80ns、开关频率500kHz死区总损耗就是10×0.85×80e-9×500e30.34W。单个0.34W看起来不起眼但如果你做的是多路并联、高开关频率、大电流输出的电源死区损耗累加起来足够把效率拉低一到两个百分点。Trr的影响更隐蔽往往也更致命。硬开关半桥或Buck电路中当上管开通时下管体二极管刚刚还在续流存储了大量的少数载流子必须先把这些电荷抽走才能恢复反向阻断能力这个过程就是反向恢复。反向恢复期间会形成一个从体外观测到的反向电流尖峰IRM这个尖峰直接叠加在上管电流上造成上管开通损耗剧增同时产生强烈的dv/dt和di/dt成为EMI的重要来源。更关键的是反向恢复电荷Qrr还与电压、频率直接相乘形成损耗Qrr300nC、母线电压48V、开关频率200kHz时仅反向恢复损耗就有300e-9×48×200e32.88W。这个量级在电源里已经不能忽视了。1.3 为什么建议大家亲手测一遍有人会问datasheet上不是给得清清楚楚吗问题就在这里。datasheet上的Vf和Trr都是特定条件下的值——特定电流、特定电压、特定dI/dt、特定结温。你实际应用的温度可能不在这个范围电流应力可能比测试条件高更不用说有些厂家的曲线是用特定批次样品测出来的不同批次之间还有离散性。亲手测一遍至少有四个价值一是验证datasheet指标和实物的符合度特别是筛选供应商时这个动作能挡掉很多虚标参数二是拿到你自己应用条件下的真实数据做损耗估算和热设计更靠谱三是能积累对器件特性的工程直觉后面遇到同类问题判断更快四是掌握测量方法本身以后测任何新型号的管子都得心应手。所以下面先从物理原理讲起明白原理后再操作就不容易测出一堆不知道为什么的数字。2. 从半导体物理看Vf和Trr测之前必须知道的原理2.1 PN结正向导通为什么Vf不是恒定的0.7V测Vf之前必须理解它的构成。PN结正向导通时的理想关系是肖克利方程IIs(e^(qV/kT)-1)在小电流下Vf与电流呈对数关系所以电流从1A变到10AVf并不会成十倍增长而是增加几百毫伏这样一个量级。但对功率MOSFET来说事情没这么简单。体二极管的电流路径除了PN结本身还要经过高阻的N-漂移区。这个漂移区是为了承受高耐压而设计的电阻率很高当流过几安培到几十安培的大电流时漂移区电阻上的压降会占Vf的相当大比例。所以你在datasheet上看到的Vf曲线其实是PN结结压降加上漂移区和封装电阻压降的总和。这也是为什么同样是体二极管600V耐压的MOS管比100V耐压的MOS管在相同电流下Vf通常更高因为耐压高的管子漂移区更厚更阻。SiC MOSFET的体二极管Vf动辄2.5V以上就是因为碳化硅材料禁带宽度大PN结内建电势更高。温度对Vf的影响也要注意。PN结本身的压降随温度升高而下降大约是-2mV/K这个量级但漂移区电阻随温度升高而增大。两者叠加的结果是小电流下Vf呈负温度系数大电流下可能出现正温度系数甚至交叉。这意味着如果你在某个电流下测Vf必须记录结温否则自热效应会让结果漂移不定。2.2 反向恢复的物理过程Trr是怎么来的二极管正向导通时P区向N区注入空穴N区向P区注入电子这些少数载流子存储在PN结两侧的漂移区里形成了所谓的存储电荷。当外加电压突然反向时这些存储电荷不会瞬间消失必须先被抽走或复合掉二极管才能真正关断。从正向导通切换到反向阻断所经历的过程就是反向恢复。反向恢复的波形特征是这样的电流先以一定的变化率dI/dt从正向电流IF下降到零然后再继续反向增大达到反向峰值IRM之后随着存储电荷被清除反向电流逐渐回落到接近零。我们把从电流过零点到反向峰值之间的时间定义为ta从IRM恢复到规定值通常取IRM的25%的时间定义为tbTrrtatb。整个反向恢复过程对应的电流积分就是反向恢复电荷Qrr。这里有个计算习惯要提醒工程上经常用三角形近似Qrr≈0.5×IRM×Trr。实际波形越接近三角形这个估算越准如果波形拖尾很重三角形估算会明显偏低这时候就该用示波器直接积分。另一个重要概念是软度因子Stb/taS越大代表恢复越软电流回落越平缓EMI和电压尖峰通常越小S接近0则代表硬恢复波形会急剧截断特别容易产生振铃。2.3 影响Trr测量结果的几个关键变量Trr不是一个独立的固定值它对测试条件极其敏感。主要有四个变量正向电流IF决定存储电荷总量IF越大存储电荷越多Trr和Qrr通常越大反向电压VR决定抽走电荷的电场强度VR越高恢复越快dI/dt由外部电路决定dI/dt越大IRM越大ta相对变短但Qrr总量往往仍然增大结温Tj的影响更大温度每升高25℃多数硅器件的Trr和Qrr可能增加20%到50%因为高温下载流子寿命更长复合变慢。datasheet上的Trr测试条件通常注明IF、VR、dI/dt和环境温度或结温。你测出来的Trr如果和datasheet对不上先别急着怀疑器件先排查测试条件是否完全一致。很多时候所谓批次不稳定其实是测试时电流探头没校准、dI/dt没控住、或者结温已经漂到了七八十度。这也是我坚持让大家用双脉冲法测Trr的原因——它能严格复现datasheet定义的测试条件。2.4 栅极状态对测量结果的影响还有一个容易被忽略的变量是栅极状态。测体二极管Vf时栅极应该和源极短接保证沟道完全关断电流只能走PN结路径。测Trr时如果被测管是同步整流管实际工作中它在体二极管导通期间可能已经被栅极驱动开通了电流走的是沟道而不是PN结那么关断时的反向恢复特性和纯体二极管完全不同——这时候的恢复行为是沟道电流转移到体二极管再恢复的组合过程比单测体二极管复杂得多。所以双脉冲测试要分两套逻辑测纯体二极管参数DUT栅极接0V或负压测系统级行为DUT栅极按实际时序驱动。定义清楚了测出来的数据才有对比价值。3. 测量方案选型用什么仪器、搭什么电路3.1 测Vf的三种方案对比测Vf说白了就是给体二极管通一个已知电流测它的正向压降。方案选择主要看你的预算、精度需求和应用场景。第一种方案是曲线追踪仪比如老款的370A、371A或者新一点的4200A参数分析仪。它的好处是能做完整的正向特性扫描一次输出Vf随IF变化的曲线族还能直接切换高电压状态。缺点也明显设备贵、体积大、不是每个实验室都有。第二种方案是源表SMU比如Keithley 2460这类设备。它既能作为电流源驱动又能同时用高精度ADC测电压本身支持四线测量是可以直接读出Vf的理想工具。对绝大多数做电源的实验室来说一台源表就能覆盖Vf测量需求。第三种方案是自组方案实验室直流电源加电子负载或功率电阻再用高精度万用表测电压。成本最低但坑最多。大电流下导线电阻、接触电阻、万用表测量线压降都会污染读数必须做四线开尔文连接。而且直流大电流连续加在管子上结温会快速上升你需要用脉冲法——用一个MOSFET做开关让电流只导通几百微秒到几毫秒用示波器读导通期间的Vf。这个方法我建议每个人都练一次因为理解了脉冲测法的细节后面测Trr时的很多技巧就能迁移过去。3.2 测Trr的两种思路测Trr行业内最标准的方法是双脉冲测试也叫Double Pulse Test。它本质上是一个半桥Boost/Buck拓扑加一个电感负载用两个连续脉冲把管子逼到规定的反向恢复状态。第一个脉冲建立电感电流到IF然后关断电感电流被迫经过被测量的体二极管续流第二个脉冲到来时上管导通把电流抢走被测体二极管就处于反向恢复状态此时测量上管电流中的反向恢复尖峰就能得到IRM、Trr和Qrr。另一种思路是用专门的反向恢复测试桥通过一个独立电流源预先把正向电流灌进DUT再用一个高速开关把反向电压加上去。这种方案参数控制更直接但电路搭建复杂度高对开关器件的驱动和隔离要求严格一般也只有器件厂家的实验室会这么做。对普通电源工程师来说双脉冲法是首选因为搭出来的电路和你实际工作的拓扑基本一致测出来的数据更有工程参考价值。3.3 仪器清单与测试回路设计要点这里给出一份我实测中验证过的仪器清单示波器带宽至少200MHz建议500MHz以上采样率不低于1GSa/s。Trr往往只有几十纳秒带宽不够会直接把波形磨圆IRM测小、Trr测大。电流探头优先选高频AC/DC电流探头带宽最好在50MHz以上。测量前必须做消磁degauss和偏置校准否则基线漂移会让Qrr积分全错。高侧驱动信号用函数发生器或者单片机给出双脉冲信号频率不要求快但脉冲宽度和间隔要精确。栅极驱动器带大峰值电流输出能力的驱动芯片配合可调栅极电阻Rg控制上管开通速度从而控制dI/dt。直流电源能提供测试需要的母线电压一般几十伏就够电流裕量按峰值电流留足。负载电感必须用饱和电流远大于测试电流的功率电感或空芯电感避免磁饱和导致电流波形畸变。去耦电容在测试点就近并联低ESR高频陶瓷电容吸收高速开关电流否则环路寄生电感会产生大电压尖峰。测试回路设计有一条黄金准则功率回路要小。从母线电容正端到上管D极、上管S极到节点、节点到电感、电感回到母线电容负端这个闭合回路的面积越小寄生电感就越低测量波形越干净。我第一次搭测试台时没在意回路面积结果irM后面跟了一大串振铃根本没法读数降低回路面积之后波形立刻清爽了。4. 手把手测Vf从接线到数据解读4.1 四线测量与治具搭建测Vf有个很容易踩的坑大电流下的引线压降。假设你通10A电流测试线加接触电阻总共2mΩ压降就是20mV而典型体二极管Vf也就在0.8V量级20mV已经是3%左右的误差了。更麻烦的是接触电阻不稳定每次夹持的位置、拧螺丝的力度不同读数都会跳。解决办法是四线开尔文测量两根线走电流两根线感应电压。电流线和电压线在DUT两端分开连接电压感应线尽量靠近器件引脚本体这样测到的电压就是器件引脚上的真实压降把线阻和接触电阻的压降排除在外。用源表测Vf时一定要用它的四线功能如果用示波器做脉冲测法同样要单独拉两根细线测电压而不是直接在功率线上夹探头。测试治具方面TO-220封装很简单用PCB焊盘加螺丝压接就能实现四线结构。SMD封装麻烦一些建议做一个小的测试小板把管子焊上去板上走出两条对称的功率铜皮再从器件引脚根部引两个感应焊盘。不要直接从DUT引脚上飞线去接测量仪表除非你想被引线电感和接触电阻折磨一整天。4.2 测量步骤与参数设置第一步用万用表先验证DUT是好的二极管档跨接漏源确认体二极管压降明显存在且方向正确再确认栅源之间没有短路。N-MOS体二极管方向是源极到漏极所以要正向导通时红表笔接源极、黑表笔接漏极表上会显示0.4到0.8V左右的压降。反接方向的读数应该是无穷大或反向漏电流。第二步把栅源短接保证沟道完全关断。这里要注意栅源短接后用万用表测一遍漏源电压如果还有明显导通说明管子可能已经被静电打坏或者栅极驱动有残留电荷需要先放电再测。第三步根据datasheet的目标工况设定电流。以常见的600V超结MOSFET为例datasheet常在IF10A、VGS0V条件下标Vf你就把源表电流设到10A用四线方式测量记录读数。如果用的是脉冲测法电流脉冲宽度建议控制在1ms以内、占空比小于1%避免结温漂移示波器上读平台期电压取脉冲后段的稳定值。第四步如果想测温度特性就上加热平台或者恒温箱。先把管子夹装好通一个很小的检测电流比如10mA防止降温影响等待热稳定后用脉冲测法记录不同温度点的Vf。温度传感器尽量贴到管壳上而不是悬空否则温度读数和实际结温的偏差可能高达几十度。4.3 数据解读与Datasheet对照测出Vf之后怎么判断是否正常把数据点叠加到datasheet的VSD-ISD曲线上去看趋势。正常情况下实测数据点和手册曲线的偏差在10%以内都算正常。如果实测值明显偏低可能是结温已经升高了如果异常偏高可能是DUT引脚热阻大导致漂移区温度过高也可能是管子的电流能力本来就很弱这种管子往往内阻偏大品质可疑。举一个实际案例我测过一款号称10A电流下Vf1.0V的国产管子实测10A时Vf到了1.35V。初步怀疑是买到了翻新件拆开对比后发现硅片尺寸明显偏小——因为体二极管漂移区电阻和硅片面积成反比芯片面积缩水Vf自然上去了。这就是为什么我说Vf测量是筛选供应商的有效手段它反映的是芯片本身的底子。拿到实测Vf之后建议结合死区损耗公式做一次热量评估。比如你算出死区损耗0.34W还要看封装热阻RthJA能否承受如果热阻60K/W那结温温升就是20K死区时间过大时甚至可能把器件推向温度极限。这时候你就有定量依据去决定是否要缩短死区、并联肖特基还是换用Vf更低的器件。5. 手把手测Trr双脉冲测试实操5.1 测试电路搭建与关键器件选择双脉冲测试基本拓扑是半桥加负载电感。Q1作为高侧主动开关Q2作为被测管低侧负载电感从两个管子中点连到母线正端或参考地视你测的是哪个体二极管而定。这里我推荐最经典的接法电感连接开关节点和地Q1导通时电流从母线正经过Q1、电感流入地电感储能Q1关断后电感续流电流经过Q2的体二极管回到母线正Q1再次导通时Q2体二极管进入反向恢复。Q1的选型有个关键点它自身的反向恢复特性会影响测试波形建议选一个Trr已经很小或明确已知的管子或者干脆用电流容量更大的器件让它只承担把电流抢过来的任务不干扰测量结果。Q2作为被测管栅源之间要不要加负压datasheet一般标VGS0V所以最直接的做法就是把栅源短接。如果你想模拟实际驱动状态需要用驱动芯片在续流期间把Q2栅极开通在Q1开通前提前关断Q2栅极让电流先转移到体二极管再进入反向恢复这种测法更贴近真实工况但波形分析复杂一些。负载电感是关键器件。我习惯用空芯电感或者铁硅铝粉芯电感因为它们在大电流下的感值衰减可控、不容易饱和。绝对不要用带气隙的高磁导率铁氧体磁芯直接凑数功率稍大就可能饱和电流波形会突然抖起来整个测试报废。电感感值的选择取决于你想要的测试速度感值越大同样的导通时间电流上升越慢脉冲宽度需要越长。一般取几十到几百微亨配合十几伏到几十伏的母线电压就能灵活调节IF。去耦电容组要跟上。母线电容除了大电解还必须有一批X7R陶瓷电容紧贴半桥的功率回路每个陶瓷电容引脚长度控制在几毫米以内。这一步做不好你会在电流波形上看到几兆赫兹的振铃那是回路寄生电感和电容谐振不是体二极管的真实恢复行为。5.2 波形采集与参数读取双脉冲的时序参数要先计算再设定。假设母线电压Vin30V、电感L100μH、目标正向电流IF10A。第一个脉冲宽度t1IF×L/Vin10×100e-6/30≈33.3μs。脉冲间隔t_delay要足够让Q2体二极管续流一段时间又不能太长导致电感电流衰减过多通常取2到10μs。第二个脉冲宽度不需要太长能抓到完整的反向恢复波形就行一般1到5μs。采集时重点抓三路信号Q1的栅极驱动电压、Q2的漏源电压即开关节点电压、以及Q1的漏极或源极电流。电流探头接线时一定先看方向标记让箭头指向电流流动方向。我第一次测Trr时探头方向接反波形一路朝下还以为是管子坏了排查了半小时才发现是探头方向问题——这种低级错误很常见写在这里希望大家别重蹈覆辙。波形判读时电流通道显示的是一条先为0、然后随Q1导通跳到IF、再回落到0的电流台阶这是电感电流的轮廓。反向恢复过程叠加在Q1第二次开通的瞬间Q1电流会比IF跳得更高出现一个尖峰这个尖峰超出IF的部分就是体二极管的反向恢复电流。测量基准要取IF的平直线而不是坐标零点。从Q1电流过IF处开始算零交叉点到电流从IRM回落到25%IRM或10%按你遵循的标准统一之间的时间间隔就是Trr。Qrr则在电流波形上从零交叉到恢复结束对整个尖峰部分积分。为了方便说明给一组实测数据IF20A时Q1电流尖峰测得28A说明IRM8A从零交叉到恢复点时间85ns则Trr85ns用三角形近似Qrr≈0.5×8×85340nC。这组数据随手就可以代入损耗公式反向恢复损耗≈Qrr×Vin×fsw340e-9×30×200e3≈2.04W。算出来后再去决定要不要降低开关频率、并联缓冲或者换低Qrr的器件决策就有了数据基础。5.3 数据处理ta、tb、软度因子与Qrr波形数据不要只在示波器上肉眼读数。建议把电流波形导成CSV用Python或者Excel做后处理。处理步骤是先做基线校正以脉冲前的电流零点为基准再标出零交叉点、IRM峰值点、恢复点分别计算ta、tb、Trr、Qrr和软度因子Stb/ta。这样处理的好处是重复测量时标准一致误差比肉眼读光标小得多。Qrr的精确计算可以直接用示波器的波形积分功能把光标设在零交叉和恢复结束之间对电流做时间积分。要注意积分区间必须从电流过IF的时刻开始到电流回到IF的时刻结束因为此时反向恢复过程已经完成Q2体二极管重新承受反向电压。如果积分区间取得太长把后续振铃也算进去Qrr会被高估。软度因子也是判断器件特性的重要指标S大于1通常算软恢复S接近0.5以下是硬恢复硬恢复器件在桥式电路里更容易产生电压振铃。5.4 不同条件下Trr的变化规律掌握Trr随条件变化的规律比会测一次有更大的实用价值。以我反复测试不同厂家管子的经验来看有三条典型的工程规律值得记住。一是随着IF增大存储电荷增多IRM几乎线性上升Trr略增但饱和趋势明显Qrr基本随IF上升。二是随dI/dt增大IRM显著增大ta缩短而tb变化不大所以Trr名义上可能略微缩短甚至持平但Qrr并不减小EMI反而更差。三是温度影响最猛从25℃升到125℃硅器件的Trr和Qrr普遍要增大50%以上这意味着你做热测试时实际看到的开关损耗可能比常温datasheet值高一大截。正因为这些规律存在每次测Trr时必须把测试条件记录完整否则数据没有对比意义。我自己的习惯是做一个固定的测试报告模板每次记录日期、DUT型号批号、母线电压Vin、电感L、正向电流IF、dI/dt、环境温度、结温估计值、示波器带宽、探头型号和校准时间。这套记录方法帮我挡掉过好几次数据对不上的争论。6. 常见问题与排查经验速查6.1 常见的测量失准原因下面把这些年实测中遇到的典型问题整理成一张速查表对照排查能省不少时间现象可能原因排查与处理Vf读数偏高接触电阻大、导线过长改用四线开尔文缩短功率线Vf读数偏低且漂移自热导致结温升高改用脉冲测法压缩导通时间Vf方向测反表笔接反或探头方向错确认N-MOS体二极管为S到D导通电流波形尖峰后大量振铃回路寄生电感过大缩小功率回路就近加高频陶瓷电容IRM异常偏大电流探头带宽不足或未校准检查探头带宽做degauss和零偏校准Trr读数不稳定结温漂移控制脉冲宽度和重复率记录温度电流波形基线不归零探头磁滞或偏置漂移重新degauss测量前看零点第二个脉冲电流台阶异常电感饱和或Q1驱动不足检查电感饱和电流增大驱动能力测出Trr比datasheet小很多dI/dt设置过大调整Rg降低开通速度复现指定dI/dt栅源短接后仍有漏电流管子静电损伤更换器件复测6.2 从体二极管参数看器件选型最后再说说测完这些数据之后怎么应用在选型上。我的经验是先看拓扑和开关方式再决定Vf和Trr的权重。如果你做的是高频LLC或PSFB这类利用体二极管续流的拓扑Qrr就是一等指标优先选Qrr小、软度因子大的器件哪怕Vf略高都能接受因为高频下反向恢复损耗占比很大。如果你做的是同步整流Buck或Boost死区时间可调且通常较短这时Vf决定死区损耗但更要紧的是体二极管导通期间的整体损耗和热分布Vf偏高的管子可以通过缩短死区来缓解。还有一个经常用到的工程技巧给体二极管并联外部肖特基二极管。肖特基的Vf低、几乎无反向恢复在死区期间承担主要续流能显著降低死区损耗。但要注意肖特基的漏电流随温度和电压上升很快耐压选型要留足够余量否则高温下漏电会把节省的损耗又吃回去。这种做法做完之后建议用我们前面讲的方法复测整机效率量化对比效果。6.3 几个被反复验证的工程经验写到最后分享几个我踩过多次坑之后沉淀下来的经验。第一测Trr时千万不要相信一次测量数据。同一个DUT、同一个条件至少测三遍取中间值因为电流探头夹持位置、温度微小波动都会造成几个纳秒的差异。第二散热处理比大多数人想象中更重要。TO-220管子接大散热器的状态和悬空状态测出来的Trr可能差20%以上因为结温完全不同。测量时尽量用一个标准化的夹具热阻一致性才能保证。第三测Vf和Trr的测试板最好是按照你的实际电路板布局去设计而不是随手搭积木。我见过有人用面包板搭双脉冲测试结果波形完全不能看根本原因就是面包板的寄生电感和触点电阻太离谱。做一块专门的双脉冲测试小板成本不高却能长期复用是性价比很高的投入。第四所有测量数据都要标注测试条件和设备信息这个习惯在跨团队协作、供应商质量争议时特别有用。我个人在实际项目中的体会是真正把体二极管当成一个可以设计利用的元件而不是寄生麻烦来看待是从会测Vf和Trr开始的。这两个参数一旦能量化掌握死区时间、缓冲吸收、频率选择都会从拍脑袋变成有依据的决策。后面如果大家有需求我还可以继续写一写如何在不同温度下系统测试体二极管特性以及SiC和GaN器件在这方面的差异性——前提是先把这篇文章里的方法练熟。